СЦБИСТ - железнодорожный форум, блоги, фотогалерея, социальная сеть СЦБИСТ - железнодорожный форум, блоги, фотогалерея, социальная сеть
Вернуться   СЦБИСТ - железнодорожный форум, блоги, фотогалерея, социальная сеть > Техника > Уголок радиолюбителя

Уголок радиолюбителя Форумы любителей электроники. См. также Железнодорожная связь, Электронная аппаратура ЖАТ

Ответ    
 
В мои закладки Подписка на тему по электронной почте Отправить другу по электронной почте Опции темы Поиск в этой теме
Старый 05.10.2015, 00:59   #1 (ссылка)
V.I.P.
 
Аватар для poster333


Регистрация: 14.05.2015
Сообщений: 255
Поблагодарил: 0 раз(а)
Поблагодарили 8 раз(а)
Фотоальбомы: 0
Загрузки: 14
Закачек: 0
Репутация: 0

Тема: [06-2015] Доработка радиоприёмника TECSUN S-2000. Часть 10


Доработка радиоприёмника TECSUN S-2000. Часть 10


ХАЙО ЛОХНИ, Германия/Россия, г. Гай Оренбургской обл.


(Продолжение. Начало см. в "Радио", 2014, № 9-12; 2015, № 1-5)

В этом разделе мы начнём доработку тракта первой ПЧ, который, на первый взгляд неопытного радиолюбителя, содержит много сложных моментов. Чтобы настройка кварцевых фильтров не превратилась в вечное мучение, сначала ознакомимся с этой категорией радиоэлементов и приведём УПЧ в живой рабочий режим, без которого нельзя наладить фильтры.

Радиоприёмники с высокой первой ПЧ


Выбором высокой первой ПЧ, превышающей верхнюю границу принимаемого диапазона сигналов, в КВ-приёмнике решаются основные проблемы частотного преобразования в первом смесителе в реальных условиях загруженного эфира. Такое решение предопределяет возможное качество приёмника. Плюс такого решения — упрощение требований к входным фильтрам, например, можно обойтись без перестраиваемых фильтров, что резко снижает стоимость, массу и габариты. Эта эффективная концепция стала доступной для реализации в бытовых всеволновых радиоприёмниках в начале 90-х годов прошлого века, когда появились недорогие кварцевые фильтры на частоту 45 МГц и микросхемы ФАПЧ с малым энергопотреблением на частоту до 150 МГц. Обычно выбирают частоту первой ПЧ не менее чем в 1,5 раза больше верхней границы принимаемого диапазона, желательно более 1,67 (а это все наши приёмники с первой ПЧ 55845 кГц), почти идеально, если в 2...3 раза. За этими цифрами стоит в первую очередь планирование помехоустойчивости с учетом комбинационных каналов приёма . С повышением частоты ПЧ "выпадают" те комбинационные каналы, у которых была бы значительная амплитуда. В подавляющей массе современных бытовых всеволновых приёмников применяется первая ПЧ 55845 кГц, что представляет разумный компромисс по отношению сложности и качества к стоимости. В бытовой и гражданской радиоприёмной аппаратуре в основном применяются двухрезонаторные кварцевые фильтры или простые сборки из них. На рис. 10.1 показаны нормированные АЧХ различных широко применяемых в трактах ПЧ фильтров.


У фильтров на частоту 55845 кГц (55R08 в PL-600, PL-660 и во многих других, а также 55R15 в S-2000) присутствуют существенные паразитные полосы пропускания, и только приёмники с двумя фильтрами могут потенциально "играть в высшей лиге" (S-2000 и PL-660). Приёмники с первой ПЧ на 45 МГц обладают на порядок лучшей избирательностью в ближнем диапазоне от +25 до +400 кГц (фильтр 45W07), но в случае применения широкополое-нои входной цепи больше страдают от комбинационных помех. Фильтры на 55845 кГц работают на третьей гармонике, где подавление паразитных резонансов осуществить сложнее. Фильтр QF20 (ФП2П-389) военного производства сделан из качественного материала, его АЧХ — "чистая", как у LC-фильтров. При его монтаже с надёжной экранировкой исчезнут глубокие провалы на частотах в диапазоне ±65 кГц (они образуются за счёт прохода сигнала через паразитную ёмкость монтажа), они выравниваются в его монотонно убывающую АЧХ, которая при расстройке ±150 кГц "углубляется" ещё на 20 дБ без выбросов более -70 дБ. На рис. 10.1 частотная шкала для фильтра QF20 сжата в два раза — у него полоса пропускания 40 кГц и сканировался диапазон -200...+800 кГц. Фильтр QF10.7 (производство — Россия) уступает"военному" изделию на 20 дБ, но если в приёмнике применить сборку из двухчетырёх таких фильтров, сквозная АЧХ получается вполне качественной. На примере фильтра 45W07 (оранжевая кривая) показан результат его неправильного согласования — вместо номинального согласования на сопротивление 390 Ом он нагружен на сопротивление 2,2 кОм. Уровень побочных резонансов превышает уровень в полосе пропускания на 3 дБ, а ширина полосы пропускания основного канала увеличилась в семь раз. Кварцевые фильтры всегда надо настраивать с помощью панорамного измерителя АЧХ и проверять их в области паразитных резонансов, иначе весь ваш добросовестно задуманный приёмник может превратиться в "мыльницу". Особенно "страшные" результаты можно получить, настраивая в наших приёмниках "на слух" фильтры 55R08 и 55R15.

В предыдущих доработках наше внимание было в основном уделено разделению полезного сигнала и сигналов в непосредственно двух соседних каналах. В продолжение этих мыслей хотелось бы также в тракте первой ПЧ иметь полосу пропускания не более 4/8/10 кГц для приёма SSB/AM/DRM. В области частот 50 МГц такую узкую полосу пропускания смогут обеспечить только кварцевые фильтры. При правильной настройке один фильтр 55R15 (55R08) даст полосу пропускания 15 (8) кГц по уровню -3 дБ и плоскую вершину АЧХ с полосой пропускания около 10 (6) кГц. Фильтр 55R15 обеспечил бы в S-2000 полноценный приём DRM-сигналов с шириной спектра 10 кГц, но в заводском S-2000 тракт второй ПЧ не может выдать на разъём на задней панели "IF455kHz" полноценный сигнал. Так как в полосу 15 кГц "впишутся" до трёх сигналов AM-радиостанций и до шести — SSB, к тракту первого УПЧ предъявляются особые требования по линейности. А второй смеситель должен работать не хуже первого, что в бытовых приемниках бывает крайне редко.

Тракт усиления первой ПЧ


Анализ УПЧ первой ПЧ выявил существенную нелинейность тракта, сильно искажённую форму АЧХ фильтров, неполадки с коэффициентами передачи отдельных каскадов. Если первый смеситель в приёмниках всего семейства оказался собран по очень удачной схеме, на которой в основном и базировался успех всей линейки приёмников за многие годы, то, начиная с его выходного контура, увидим "криминал и саботаж", причём в каждом из приёмников по-разному. На рис. 10.2 показана заводская схема тракта первой ПЧ (55845 кГц) с ранее проведёнными доработками (показаны зелёным цветом), которые должны быть реализованы до начала текущих работ. Замена резистора 1R105 катушкой индуктивности ("первая помощь") не является принципиальной.


Первый смеситель собран на транзисторах 10Q6 и 10Q7 (транзисторы 2SK2394 с р-n переходом можно заменить транзисторами BF861C, BF862 и 2SK3557 подгруппы Y7 с самым большим начальным током стока). Он эффективно подавляет на своём выходе сигнал первого гетеродина, но без препятствия пропускает входные сигналы на частоте первой ПЧ (55845 кГц), а также сигналы на основной гармонике
кварцевых фильтров (18660 кГц). Без сигнала гетеродина транзисторы близки к состоянию отсечки, ток стока — около 1 мА. При отрицательных полуволнах сигнала гетеродина (размах 3 В) транзисторы одновременно переводятся в линейный режим, и смеситель представляет собой двухтактный усилитель хорошего качества. Можно упрощённо считать, что каждый транзистор 1/6 часть времени работает с крутизной около 18 мА/В, а в среднем — около 3 мА/В, итого вдвоём — 6 мА/В. Среднее выходное сопротивление смесителя на выходной обмотке трансформатора 10Т2 — около 2 кОм (от каждого транзистора по 4 кОм). С учётом резонансного сопротивления самого LC-koh-тура, в который входит трансформатор 10Т2 (4,2 кОм), его выходное сопротивление не превышает 1,6 кОм, а в заводской схеме — не более 1 кОм из-за отсутствия конденсатора 10С15. Эти сопротивления влияют на АЧХ первого кварцевого фильтра 10X1. Выходной сигнал смесителя содержит две спектральные составляющие , поэтому коэффициент передачи смесителя делится на два и составляет (без подключённого фильтра 10X1). До первого затвора транзистора 10Q9 усиление составляет 2,5...4(9...12 дБ)по причине неудачно завышенного в два раза импеданса (около 4,5 кОм) на выходе фильтра 10X1.

Отрицательная полуволна сигнала гетеродина хорошо усиливается в смесителе (транзисторы 10Q6 и 10Q7 в данном случае включены по схеме с общим затвором). В выходном фильтре 10Т2 сигналы складываются в противофазе и частично компенсируются (подавление до 30 дБ), после чего на вход кварцевого фильтра 10X1 поступает сигнал гетеродина размахом до 0,1 В (приём в диапазоне ДВ, измерения проведены с удалённым фильтром 10X1, перемычкой к катушке 10ТЗ и нагрузкой 100 Ом у стока ). При приёме ДВ-сигналов на частотах

160...190 кГц сигнал гетеродина проходит через фильтр в области паразитных
резонансов (рис. 10.1 — фильтр 55R15) с малым затуханием, всего 12...24 дБ. На затвор транзистора 10Q9 поступает сигнал гетеродина амплитудой12...25 мВ, затем он усиливается до 240...500 мВ (в заводском варианте, где АРУ действует слишком поздно), а после доработки АРУ — до 350...750 мВ (при максимальном усилении, RF GAIN в положении МАХ). Но даже вне этой паразитной резонансной полосы подавление не превышает 40 дБ, и в среднем всегда на первый затвор транзистора 10Q9 в диапазоне ДВ поступает сигнал гетеродина амплитудой 3 мВ. На затворе транзистора 10Q1 будет уже около 100 мВ — далеко не все полезные сигналы имеют такую амплитуду.

Если предположить, что на входе первого смесителя присутствуют два сигнала размахом до 10 мВ, попадающих после преобразования в полосу пропускания первой ПЧ, на затвор транзистора 10Q9 поступит суммарный сигнал размахом до 80 мВ. Для качественной работы приёмника подобные сигналы не должны влиять на коэффициент усиления УПЧ, чтобы не модулировать по амплитуде более слабые сигналы. Для предстоящей доработки поставим три задачи:

— обеспечить транзисторам в УПЧ максимально линейный режим, при котором размах напряжения сигнала до 200 мВ на затворах не вызывает его заметного ограничения;

— увеличить подавление сигнала гетеродина;

— устранить искажения АЧХ двух кварцевых фильтров первой ПЧ.

Линеаризация УПЧ на транзисторе 10Q9


На характеристике транзистора 3SK252 (см. рис. 5.13) для каждого значения напряжения второй затвор исток можно найти участок ("вершину"), где зависимость крутизны от напряжения на первом затворе относительно постоянна (горизонтальная часть). Эти "вершины" более растянутые и пологие при больших значениях, что делает усилитель более устойчивым к мощным сигналам. Подборкой резистора в цепи истока этого транзистора (100 Ом вместо 470 Ом) мы уже перевели транзистор на "вершину", где (было 1 В), на которой предполагаемые сильные сигналы мало перемешиваются.

Фильтр 10Т4 — это катушка индуктивности, имеющая две обмотки по семь витков (индуктивность по 0,3 мкГн) и встроенный конденсатор ёмкостью 27 пф. Его собственная измеренная добротность Q = 40, а расчётное резонансное сопротивление — около 4,2 кОм. С учётом выходного сопротивления транзистора 10Q9 (около 10 кОм) получаются общее сопротивление 3 кОм и усиление 26 дБ (20 раз) при крутизне передаточной характеристики S = 7 мА/В (в заводском исполнении). С доработанной системой АРУ имеем S = 10 мА/В и усиление 30 дБ. Без АРУ на стоке транзистора 10Q9 при приёме мощных сигналов было бы напряжение размахом до 2...3 В! Поэтому было важно "растянуть" действие системы АРУ, чтобы на стоке транзистора 10Q9 только в редких случаях размах сигнала превышал 200 мВ. В сложной ситуации с помощью ручного регулятора усиления "RF Gain" возможно получить чистый приём.

Входной усилитель-смеситель в микросхеме ТА2057

При доработке АРУ были устранены ограничения сигнала на выходе смесителя в микросхеме ТА2057, а сейчас надо разобраться с недостатками на его входе. Для понимания этого "проклятого" места в приёмнике S-2000 я снял АЧХ этого узла в диапазоне 7...70 МГц (рис. 10.3). Чтобы исключить влияние внешних элементов, замеры проведены на нагрузке 50 Ом на выводах 1 и 23. АЧХ снята при разных значениях напряжения АРУ, вывод 4 отключён и гетеродин не работает — это чисто усилительный режим узла смесителя. Картина не радует. На 55 МГц усилитель утратил 8 дБ усиления по сравнению с частотой 20 МГц. О значении граничной частоты документация умалчивает, даётся только пример схемы обвязки для частоты 7,95 МГц. Система АРУ вначале (при 430 мВ на выводе 7) вместо того, чтобы уменьшить усиление, вызывает его рост на 3 дБ на частотах выше 25 МГц. Можно считать, что указанная микросхема не совсем удачно выбрана для применения в приёмнике S-2000, о чём мы уже догадались при налаживании второго гетеродина. Тем более требуется тщательно наладить в тракте первой ПЧ линейность и умеренное усиление каскадов на транзисторах, действие АРУ и АЧХ фильтров.

На частотах до 0,5 МГц входное сопротивление на выводе 1 микросхемы ТА2057 очень высокое (около 100 кОм). Но это не значит, что по уровню шума и динамике это является оптимальным значением. Но в документации нет однозначных данных о чувствительности. Из замеров мы знаем, что минимальный размах различимого сигнала 34 на выводе 18 — примерно 5 мВ, а в документации приводится значение 200 мВ для сигнала размахом 40 мкВ на входе. Поэтому можно приближённо считать, что чувствительность при приёме АМ-сигналов — 1 мкВ (размах) при отношении сигнал/шум 10 дБ. Подобный тепловой шумовой фон генерируют резисторы сопротивлением 0,6... 1 кОм в канале шириной 10 и 3 кГц соответственно. Источник сигнала предпочтительно должен иметь такое внутреннее сопротивление при работе на ДВ, ПЧ 455 кГц, СВ и нижней части КВ до 80 м.


По результатам косвенных измерений входное сопротивление (активная часть) на частоте 55 МГц — 4...5 кОм, и хорошо, что оно практически не зависит от действия системы АРУ, поскольку этот параметр влияет на АЧХ кварцевого фильтра. Согласование входа микросхемы ТА2057 с источником сопротивлением 100...200 Ом, оптимальное по
шуму и одновременно по динамике на частоте 55 МГц, в рамках доработки не осуществимо из-за общих схемных и конструктивных решений, и снова всплывёт важность налаженной АРУ с транзистором 10Q9.

Буферный усилитель на транзисторе 10Q1


В тракте первой ПЧ все просчёты по распределению усиления "свалятся” на буферный усилитель. Здравый смысл нам подсказывает, что он лишний, а трезвая оценка обстоятельств выявит якобы необходимость его наличия. На входе микросхемы ТА2057 на частоте 55845 кГц необходим AM-сигнал размахом не менее 3...5 мкВ для его распознавания на слух. Поэтому узлы приёмника до этой микросхемы должны обеспечить усиление по напряжению не менее 20...26 дБ. Первый смеситель имеет усиление около 12 дБ, поэтому оставшиеся узлы должны обеспечить 14 дБ. Но усилитель на транзисторе 10Q9 уже "даёт" 26...30 дБ, т. е. якобы лишними должны быть 12...16 дБ. И это странно, даже если предположить, что буферный усилитель имеет единичный коэффициент усиления, ведь в реальности мы не можем жаловаться на избыточное усиление приёмника.

Буферный усилитель работает при малом токе стока — около 0,6 мА, крутизна транзистора 10Q1 не превышает S = 1,5 мА/В и его выходное сопротивление. Резистор в цепи истока 10R30 = 330 Ом добавляется к , что уменьшает крутизну до S = 1/(660+330) Ом = 1 мА/В. Суммарное сопротивление нагрузки усилителя (катушка индуктивности 10L4 и фильтр 1X3 в полосе пропускания) — 1,5 кОм, а его усиление . Результаты этих расчётов дают нам уверенность, что должен быть слышен заметный шум из громкоговорителя, даже без антенны, но его нет, и я долго не смог с этим разобраться.


Секрет заложен в дросселе 10L4 (рис. 10.4), в соответствии с цветной маркировкой его индуктивность — 10 мкГн. На самом деле мы имеем дело с резистором сопротивлением 100 Ом! B такой замене элемента нет случайности, и даже есть глубокий смысл, его просто не осмыслили на заводе до конца и остановились на половине пути. Рассчитаем снова усиление буферного усилителя с нагрузкой 100 Ом при крутизне 1 мА/В — оно оказывается -20 дБ! По напряжению это самый настоящий аттенюатор! Избыточное усиление транзистора 10Q9 уничтожается в буферном "усилителе". Приёмник с длинной проволочной антенной работает нормально, и микросхема ТА2057 "получает" нормальные сигналы по амплитуде. По субъективной оценке, для работы с телескопической антенной в обстановке без промышленного шума приёмнику не хватает усиления 10... 14 дБ, и мы сейчас узнали, где их искать.

Если разобраться, почему появился в S-2000 этот буферный усилитель, то нужно вспомнить о не совсем хорошем свойстве полевых транзисторов. У них сильно меняются выходные ёмкость и проводимость при глубоком действии АРУ, от чего транзистор 10Q9 искажал бы АЧХ кварцевого фильтра 1X3 при изменении уровня принимаемого сигнала. Особенно этот эффект привязан к изменению напряжения 11Си. которое в заводском варианте сильно меняется при небольшом уменьшении из2и. Далее, длинный соединительный провод от платы № 10 до кварцевого фильтра "ловит" меньше помех, если он нагружен на 100 Ом, нежели на 2 кОм. В этом плане разработчики были правы с решением поменять дроссель 10L4 на резистор. К примеру, в приёмнике PL-660 транзисторный УПЧ не задействован в системе АРУ, нет длинного провода, поэтому там и нет буферного усилителя.

Простая доработка буферного усилителя


Неважно, какую помехоустойчивость в УПЧ вы хотите получить в результате всех доработок, рекомендуется для налаживания тракта первой ПЧ простая доработка буферного усилителя. Может быть, она потом окажется для вас вполне достаточной, хотя это ещё не самый лучший вариант из возможных. Рабочая точка транзистора 2SK544 (ток стока — 0,6 мА) расположена близко к режиму отсечки, и "усилитель-аттенюатор" на транзисторе 10Q1 работает крайне нелинейно, и уже при обычных сигналах наступают заметные искажения. Кроме того, полоса пропускания составляет 15 кГц, и сигналы в соседних каналах не подавлены. Все ошибки, о которых предупреждают в учебниках по радиоприёмной аппаратуре, здесь сделаны в одном каскаде.


Суть простой доработки не нова — надо перевести рабочую точку на вершину характеристики Для этого (рис. 10.5) соединяют исток с общим проводом через резистор сопротивлением 22...27 Ом (замена резистора 10R30), который мало уже повлияет на усиление и на котором удобно проводить различные измерения. К затвору для получения напряжения смещения подключают резистивный делитель напряжения. На истоке должно быть напряжение 0,1 ...0,15 В, ток стока транзистора 10Q1 при этом увеличится до 4...6 мА. Для этого устанавливают выводной резистор и 10R31 заменяют другим (рис. 10.6), сопротивлением 56 кОм типоразмера 0805 (на плате неудачно установлен резистор типоразмера 1206). Эти простые действия дали прирост общего усиления приёмника на 16...18 дБ, поскольку крутизна транзистора увеличилась до 8... 10 мА/В, а усиление буферного усилителя составило К = 0,8... 1. Но главное то, что усилитель стал линейным в соответствии с нашими требованиями.


Во время налаживания фильтров оказалось, что с оживлённым буферным усилителем первый каскад УПЧ на транзисторе 10Q9 при 10R29 = 100 Ом работает на грани самовозбуждения, что приводит к появлению "плавающих" пиков (до 4 дБ) в АЧХ фильтра 10X1 при действии АРУ. Но и при 10R29 = 470 Ом "живой эффект" в АЧХ составляет 1 дБ. Чтобы не искать приведений , заранее установим параллельно катушке индуктивности 10ТЗ резистор сопротивлением 4,7 кОм типоразмера 0805 (обведён жёлтым цветом на рис. 10.6) и обрежим средний штырь у 10Т4. Это уменьшит усиление первого каскада УПЧ (на транзисторе 10Q9) на 4 дБ, линеаризирует его характеристику, погасит паразитные резонансы, и АЧХ тракта уже меняться не будет от действия АРУ.

Полученное в результате "в подарок" усиление 10...12 дБ мы частично потратим на резистивное согласование фильтров, а пока временно удивимся появившейся живои работой приемника на всех диапазонах и более чистым звучанием. Возможно, что в диапазоне ДВ местами уже проявилось "глушение" приёма, вызванное проникновением сигнала гетеродина, но пока с этим бороться рано.

Обзор кварцевых фильтров


Во всех кварцевых фильтрах для создания требуемой полосы пропускания используется последовательный (нижний по частоте) резонанс кварцевого резонатора, который может быть незначительно смещён вверх по частоте за счёт ёмкостной обвязки . Потери в
фильтре обусловлены динамическим сопротивлением резонаторов (обычно = 15...80 Ом у одного) во взаимодействии с резистивной частью нагрузки. Параллельный резонанс иногда используется для создания дополнительного затухания вне полосы пропускания, но в основном он мешает при формировании симметричного вида АЧХ.

Как уже отмечено ранее, на пьезофильтры и на кварцевые фильтры (резонаторы) не следует подавать постоянное напряжение. Особенно это относится к высокочастотным фильтрам, в которых применены кварцевые пластины толщиной до 10 мкм, поэтому при подаче постоянного напряжения всего лишь 5 В напряжённость электрического поля достигает 500 кВ/м, что может стать причиной появления нелинейных эффектов, способствовать его постепенному разрушению и ускоренному старению. Изготовители фильтров часто указывают допустимое постоянное напряжение 10 В, но это не значит, что это хорошо для качественного приёмника, я рекомендую применять кварцевые фильтры с обязательным разделением по постоянному и переменному току за счёт включения дросселей и разделительных конденсаторов.

Типовые схемы кварцевых фильтров


За десятилетия инженеры пришли к некоторым "удобным" в технологии производства и налаживания общепринятым схемам кварцевых фильтров, с которыми можно решать те или иные задачи.

Однорезонаторный фильтр


С таким фильтром мы уже "боролись" при налаживании SSB-детектора. Он требует источника сигнала с низким импедансом . На выходе можно применить разные варианты согласования и получить разнообразные формы АЧХ. Особенность этого фильтра — доминирующее действие статической ёмкости резонатора, которая "замыкает” резонансный контур и искажает его АЧХ вблизи полосы пропускания. В некоторых случаях этим можно целенаправленно пользоваться, но в основном это существенный недостаток.


Удачным вариантом однорезонаторного фильтра можно считать схему с общим эмиттером (или истоком), в которой параллельно к эмиттерному резистору подключён кварцевый резонатор (рис. 10.7). В этой схеме статическая ёмкость резонатора влияет незначительно, если её реактивное сопротивление на порядок больше сопротивления резистора . Основные недостатки такого фильтра — неудовлетворительная избирательность (не более 20...30 дБ) вне полосы пропускания, определяемая отношением , и малое допустимое напряжение на входе. При использовании современных быстродействующих ОУ надо учесть статическую ёмкость фильтра в цепи ОС по всему рабочему диапазону самого ОУ, чтобы не получить "генератор шума".

Лестничный фильтр


Этот фильтр является логическим улучшением простого однорезонаторного фильтра, некоторые возможные варианты показаны на рис. 10.8. Пьезофильтры серий CFUxx, CFWxx и ФП1 Пхх относятся к этому классу. Такой фильтр представляет собой несколько связанных контуров (резонаторов). Связь между ними обеспечивают "поперечные" конденсаторы, ёмкость которых определяет форму и неравномер-
ность АЧХ в полосе пропускания при заданном входном и выходном импе-дансах. Для одних и тех же кварцевых резонаторов ширина полосы пропускания растёт с увеличением расчётного импеданса. Такие фильтры вошли в радиолюбительскую практику ещё в начале 80-х годов, когда стали доступны недорогие "компьютерные" и "телевизионные" кварцевые резонаторы. В совре-меннои радиолюбительской аппаратуре мы найдем такой фильтр в основном в простых вариантах до шести резонаторов, так как качественное изготовление и налаживание фильтра с большим их числом очень сложны. Проще поставить два идеально налаженных фильтра из шести резонаторов каждый, чем бороться со "скрипами" от фильтра на 12-ти резонаторах. Для радиолюбителей лестничные фильтры остаются актуальными, так как в домашних условиях относительно просто реализовать фильтр по собственному желанию. На частотах 8...12 МГц можно реализовать очень хорошие фильтры для приёма CW и SSB. На более высоких частотах АЧХ становится слишком круглой . На частотах 15...22 МГц можно изготовить прекрасные фильтры для приёма AM-, DRM-и NFM-станций. В диапазоне 4...6 МГц такие фильтры особенно предсказуемы и хорошо подходят для формирования SSB-сигнала в передатчиках, обеспечивая профессиональные показатели качества. При правильном расчёте и исполнении можно реализовать фильтры без катушек индуктивности, в том числе и с хорошей избирательностью на удалённых частотах, начинающим радиолюбителям это на руку.


Быстрый расчет лестничных фильтров


На рис. 10.8 показаны схемы лестничных фильтров на двух, трёх и четырёх резонаторах, легко реализуемые в домашней лаборатории. Принцип "конструирования" фильтра простой, необходимый тест проводится на фильтре с с двумя резонаторами. Сначала подбе рите произвольно "удобный" импеданс (R) около 1 кОм на частоте 5 МГц ъ 330 Ом на частоте 20 МГц, рассчитайте ёмкости конденсаторов по формуле и подбери те близкие стандартные значения и> ёмкости. При снятии АЧХ получаете некоторая полоса пропускания. Еслр она слишком узкая, надо увеличить со противления резисторов, уменьшит! ёмкость конденсаторов до получении желаемой полосы и сделать наоборот если полоса пропускания слишком широкая. Для перехода на схему с большим числом (п) резонаторов резисторы оставим, только пересчитаем ёмкость конденсаторов . Конечно, такая методика не позволяет получить идеальный результат, но на 90 % можно приблизиться к максимально возможному результату всего за полчаса.


Лестничный фильтр также можно построить на керамических резонаторах с частотами 400...600 кГц, но расчётная ёмкость конденсаторов принимает значение в несколько нанофарад, что не совсем удобно для налаживания. Фильтр для приёма CW на двух резонаторах и трёх конденсаторах получается достаточно легко. Параметры пьезорезонаторов имеют существенный разброс, и полученные в одном случае ёмкости конденсаторов могут значительно варьироваться при использовании других типов резонаторов — для серийного производства это непригодно.




После доработки второго гетеродина у меня остались кварцевые резонаторы на частоту 55394 кГц, работающие на первой гармонике. От любопытства на их основе я собрал макет двухрезонаторного фильтра с центральной частотой 55390 кГц х (рис. 10.9, рис. 10.10). При m подборе элементов я выбрал малое сопротивление нагрузки, чтобы уменьшить "обход" сигнала через паразитные ёмкости. Ёмкость конденсаторов 47 пФ подобрал в два раза больше паспортной нагрузочной ёмкости кварцев (20 пФ), и по реактивному сопротивлению на частоте 50 МГц (66 Ом) они хорошо сочетаются с импедансом фильтра (около 90 Ом).

Отсутствие заземления корпусов резонаторов на макете не влияло на подавление вне полосы пропускания до глубины 60 дБ, это благодаря низкому импедансу. Но в реальной конструкции экранировка и заземление корпусов помогают "дотянуть" подавление до 80...100 дБ. На рис. 10.11 показаны нормированные АЧХ некоторых фильтров.

У макета (зелёная кривая) "случайно" получилась прекрасная форма АЧХ, по подавлению паразитных резонансов не уступающая налаженной сквозной АЧХ УПЧ первой ПЧ в S-2000 (красная кривая)! Конечно, избирательность по соседним каналам ±(15...150) кГц меньше, чем у двух 55R15. Особенно удобно, что при налаживании не потребовались катушки индуктивности, плоскую "вершину" можно получить с помощью подстроечного конденсатора. У этого макета видим характерную для лестничных фильтров асимметрию АЧХ (зелёная линия). Для её исправления я установил параллельно одному кварцевому резонатору катушку индуктивностью 1,5мкГн, что скомпенсировало его статическую ёмкость (6 пФ) в области 55 МГц. Заметно улучшилась (фиолетовая кривая) симметричность АЧХ в полосе ±70 кГц, но снизилась избирательность при отстройке более ±100 кГц.

Мостовые фильтры


В мостовых схемах применяется компенсация статической ёмкости резонаторов с помощью противофазных сигналов. Несмотря на прогресс в выпуске монолитных фильтров для поверхностнорго монтажа, мостовые фильтры остаются предпочтительными для стационарных приёмников высшего класса.


Компенсация статической ёмкости с помощью параллельно установленной катушки индуктивности эффективна только в узкой области резонанса LC-контура и создаёт паразитный ФНЧ ниже частоты настройки. Более эффективный вариант — создать второй, но противофазный входной сигнал и с помощью подстроечного конденсатора осуществить их взаимную компенсацию на выходе. Схема такого фильтра для частоты на 8160 кГц показана на рис. 10.12. Сигнал генератора разделяется в широкополосном трансформаторе Т1 на два (выходное сопротивление по 100 Ом). Выходной контур имеет добротность около 2,2 и обеспечивает нагрузку 250 Ом для резонатора при внешней нагрузке 50 Ом. Поскольку кварцевого резонатора намного меньше указанных значений, выполнено условие хорошей общей избирательности и малого затухания в полосе пропускания. Часто на месте нагрузки устанавливают резистор и усилительный каскад. Это, конечно, экономит ресурсы, но сильно портит фильтр. Идеальная симметричная АЧХ получается только при отсутствии реактивной нагрузки, а у усилителей всегда имеется входная ёмкость, даже у выводного резистора она может достигать 1,5 пФ. Этот фильтр реализует свой потенциал только в сочетании с выходным LC-контуром, который полностью компенсирует ёмкость нагрузки. Получается идеальная колоколообразная АЧХ, можно получить "красивую" симметричность АЧХ и приемлемое подавление вне полосы пропускания. Изменяя резистивную часть нагрузки, можно
изменять ширину полосы пропускания в широких пределах (1:30), если источник сигнала имеет малый импеданс (не более 3 Ra). Такие фильтры применяются в анализаторах спектра из-за быстрой и чистой реакции на сигналы при сканировании по частоте, а также из-за сглаженной АЧХ, которая облегчает распознавание слабых линий спектра на фоне сильного сигнала.


Специальные фильтровые резонаторы, в отличие от массовых "компьютерных", практически свободны от близких внеполосовых резонансов. Это достигается выбором особо чистого кварца, формы и угла резки кристалла, качеством, формой шлифовки и толщиной электродов. Настоящие фильтровые резонаторы на два порядка дороже
"бытовых". На рис. 10.13 показаны АЧХ резонаторов из анализатора спектра С4-74 (зелёная кривая) и "компьютерного" — фиолетовая кривая (подобран экземпляр хорошего качества).

Взаимная компенсация двух кварцевых резонаторов

В продолжение рассуждений можно в схеме на рис. 10.12 заменить подстроечный конденсатор резонатором. Если второй резонатор будет полностью идентичен первому, на выходе сигнал пропадёт на всех частотах. Но если установить резонатор с такой же статической ёмкостью, но с немного сдвинутым по частоте резонансным интервалом, на выходе фильтра получим сигнал в диапазоне резонансных интервалов, а вне этой полосы сигналы подавлены. Понятно, что на резонаторах "из коробки" такое не получится, требуется их тщательный подбор. Такие фильтры в 70-е годы стали стандартом в профессиональной технике (серии XF9, ХП0,7, фирма KVG/Германия). При использовании четырёх мостов в одном корпусе фильтр обеспечивает почти идеальную
АЧХ и низкие проходные потери, а при плотном монтаже общее заграждение достигает 100 дБ. Но изготовление таких фильтров сложное и дорогостоящее. Поскольку противофазные сигналы в них создаются с помощью трансформаторов на малогабаритных ферритовых магнитопроводах, это ограничивает динамический диапазон отличного приёмника на уровне IP3 = +40 дБм, и, наверное, это их единственный "минус", если габариты и масса не в счёт.

Мостовой фильтр с двумя резонаторами имеет плоскую вершину АЧХ не по механизму двух связанных контуров, а от равномерной разницы их импеданса в резонансном интервале. Поэтому здесь требуется искусство в подборе двух резонаторов! Чтобы наглядно показать слабые места мостового фильтра на резонаторах "из коробки", я собрал фильтр на двух однотипных резонаторах с частотами 8163 и 8167 кГц с одинаковой статической ёмкостью (на рис. 10.13 голубая кривая). У них были разные побочные резонансы с уровнями -24 и -36 дБ, которые свободно проходят на выход, создав разбалансировку моста. Мостовые фильтры из обычных кварцевых резонаторов, без предварительной проверки на побочные резонансы, не могут обеспечить высокие параметры фильтра.

Монолитные фильтры


Идея таких фильтров в самом простом варианте состоит в том, чтобы связать два резонатора на одном кристалле друг с другом так, чтобы они образовали АЧХ с ровной вершиной (критическая связь). Если такие фильтры каскадировать, плоская вершина останется, а результирующие скаты станут круче с ростом числа каскадов. На рис. 10.14 изображена начинка, представляющая собой фильтр четвёртого порядка из двух двухполюсников, изъятый из фильтра ФП2П4-447-01 (10-й порядок, частота — 20 МГц, полоса пропускания — 40 кГц). Фильтр оказался неисправным — видна трещина в одном из кристаллов. Эквивалентная схема одного кристалла фильтра показана на рис. 10.15.

У монолитных фильтров есть очень важное преимущество перед остальными — на рис. 10.15 увидим, что резонаторы подключены параллельно источнику сигнала и нагрузке. Поэтому ёмкость электродов ( вредная статическая ёмкость) и резонансное сопротивление при параллельном резонансе (оно на два порядка большего импеданса фильтра) практически не портят АЧХ. В отличие от кварцевых резонаторов для гетеродинов, добротность фильтровых резонаторов делают заведомо меньше, чтобы получать необходимую полосу пропускания. И именно при этом в дешёвых вариантах появляются паразитные резонансы. Правильное подключение резонаторов "через диагональ" сводит к нулю ёмкостный обход фильтра (рис. 10.15). Связь между резонаторами на одном кристалле чисто механическая.

Отечественная промышленность начиная ещё с 70-х годов выпускает фильтры-двухполюсники и сборки из них разной сложности, и даже по нынешним меркам старые образцы оказываются высокого качества. К сожалению, на них практически нет (есть редкие исключения) нормальной документации и фирменных рекомендаций по применению, что является бедствием и сегодня и препятствует коммерческому успеху многих уникальных разработок.


На рис. 10.16 показана начинка фильтра ФП2П4-447-01 (из авиационного приёмника), состоящего из трёх сборок 4-го, 2-го и 4-го порядков. Рис. 10.17 показывает один из вариантов подключения этого фильтра в 50-омном тракте. Подобная схема согласования особенно пригодна, когда импеданс фильтра сильно отличается от импеданса подключённых к нему узлов. Такой фильтр при правильном монтаже и дополнительной экранировке обеспечивает симметричную АЧХ (рис. 10.18) и заграждение за полосой пропускания не менее 90 дБ несмотря на его высокий импеданс (3,5...4 кОм). Фильтр — симметричный (вход и выход можно менять местами) и очень чувствительный к реактивной составляющей сопротивления нагрузки. Изменение ёмкости нагрузки на 1 пФ приводит к появлению неравномерности АЧХ до 3 дБ. Поэтому подключённые усилители не должны менять свои ёмкость и проводимость при действии АРУ. Неравномерность номинальной АЧХ составляет менее 1 дБ, фазовая характеристика линейная в диапазоне ±18 кГц от центральной частоты. Потери в полосе пропускания — 2 дБ (20 %), но треть из них внесут согласующие цепи.


АЧХ этого фильтра можно назвать идеальной, и она приведена здесь, потому что в ней легко видны последствия часто встречающихся мелких недочётов при реализации фильтров. Без надежной экранировки согласующих цепей сигнал "обходит" фильтр на Выход уровне 40... 60 дБ (фиолетовая кривая на рис. 10.18). Не надо поддаваться иллюзиям, что в конструкциях, где фильтр установлен на плате и нагружен на сопротивление нагрузки в несколько килоом, можно гарантированно получить заграждения более 60 дБ (зелёная кривая). Поэтому в настоящее время все миниатюрные высокочастотные кварцевые фильтры имеют 8-й порядок и менее. Если нужна более высокая избирательность, устанавливают ещё один буферный усилитель и аналогичный фильтр. Усилитель после первого фильтра должен быть малошумящим и линейным (динамический диапазон 80... 100 дБ без действия АРУ). Это уже намёк трезво оценить схемы в S-2000 и PL-660. При разработке современных фильтров для поверхностного монтажа постарались уменьшить их импеданс до нескольких сотен ом, что улучшает подавление за полосой пропускания, но для достижения заявленных параметров всё равно требуются продуманная разводка платы и экранировка. В упомянутом авиационном приёмнике на выходе УПЧ перед детектором установлен еще один двухрезонаторныи фильтр (красная кривая на рис. 10.18), который убирает широкополосный шум УПЧ и доводит максимальное подавление за полосой пропускания до 100 дБ.


На Западе в начале 80-х годов в гражданской аппаратуре стали популярны двухполюсные фильтры в корпусах НС49 и сборки из них для основных значений ПЧ (9000, 10695,10700 кГц), а позже и на частоты 21400 и 45000 кГц. В 90-е годы в России появились хорошие малогабаритные фильтры 2—8-го порядков в корпусе ТЕРЕК и НС49. На рис. 10.19 показана всего лишь небольшая выборка из доступных радиолюбителям на российском рынке фильтров, в большей степени эти фильтры очень высокого качества. В этом есть некоторая уникальность, чему заграничные радиолюбители могут только завидовать.

Несмотря на то что в документации чаще всего для согласования фильтров рекомендуется применять резистор, зашунтированный конденсатором небольшой емкости, на практике рекомендуется эту ёмкость создать с помощью резонансного контура, чтобы скомпенсировать ёмкости подключённых усилителей и монтажа. Схемы согласования без LC-контуров должны вызвать подозрение насчёт их практической работоспособности — хотя в симуляторе SPICE все фильтры работают без проблем.

Монолитные фильтры из качественного кварца имеют очень высокую линейность по интермодуляционным искажениям, которая соизмерима с лучшими усилителями. Но, тем не менее, это имеет место только до определённой мощности сигналов. Поэтому надо всегда следить за тем, чтобы активная мощность, подведённая к фильтру (вернее, к динамическому сопротивлению кварца), никогда не превышала 1 мВт (0 дБмВт), а в нормальном эксплуатационном режиме — не более 0,1 мВт. Во многих фильтрах линейность портится по причине применения "бюджетного" кварцевого сырья и миниатюрных элементов в цепях согласования. LC-koh-тур с ферритовым подстроечником и относительно высокой добротностью создают основную долю интермодуляционных искажений. В этом плане моя лабораторная схема (см. рис. 10.17) с простыми выводными дросселями — плохой пример для применения в солидном приёмнике. Ситуация ухудшается, если в LC-контурах через катушки индуктивности с ферритовым подстроечником протекает большой постоянный ток "крутого" УПЧ. Для создания максимально помехоустойчивой аппаратуры надо применить катушки индуктивности без ферритовых магнитопроводов и настраивать LC-контуры с помощью подстроечного конденсатора с воздушным диэлектриком. Также следует исключить конденсаторы для поверхностного монтажа малого размера с ёмкостью более 100 пФ, поскольку многие виды керамики также вносят интермодуляционные искажения. Конденсаторы серии NP0 — самые хорошие из доступных. Старые конденсаторы КСО показывают (как и их дорогие современные аналоги) лучшие результаты. Самый хороший из вариантов — в согласующей цепи применить исключительно воздушный КПЕ закрытого типа.

У многих радиолюбителей лежат случайно полученные кварцевые фильтры без маркировки или справочных данных, которых найти не удалось. Простой способ дать им вторую, уже любительскую жизнь — провести измерение АЧХ. В этой части мною был накоплен большой опыт по измерению АЧХ неизвестных фильтров в диапазоне 0,1...90 МГц. При этом используется простой подход. Сначала через резистор около 500 Ом (не критично) подают на предполагаемый вход сигнал амплитудой около 1 В и контролируют сигнал на выходе (на нагрузке около 500 Ом) — на какой частоте проходит сигнал с за-метнои амплитудой. Если эта частота более 10 МГц, проверить стоит на втрое большей частоте, поскольку фильтры с центральной частотой более 30 МГц могут работать на гармонике. Потом подсчитывают LC-контур по выше указанной тестовой схеме (см. рис. 10.17), для начала ориентируясь на катушку индуктивности L = 0,22/0,47/1/2,2/4,7 мкГн для частот 90/50/30/20/10 МГц, для этого подходят выводные дроссели. Подборкой резисторов R1* и R2* находят "правильные" согласующие сопротивления по критерию наименьшей неравномерности в полосе пропускания, а построечными конденсаторами добиваются наилучшего общего вида АЧХ. Если с помощью резисторов не удастся получить гладкую АЧХ, надо увеличить шагом 20 % (но не более 50 %) индуктивность катушек, корректировать ёмкость и повторить процедуру. Самая верная настройка та, при которой дополнительные резисторы не нужны, — тогда импеданс 50 Ом напрямую трансформируется в нужное значение, при этом потери в полосе пропускания минимальные, как в моём примере. С достаточной точностью можно рассчитать номинальное сопротивление согласования на выводах фильтра по формуле R = L/(0,05C), R (кОм), L (мкГн), С (пФ), коэффициент 0,05 — это импеданс 50 Ом измерительной аппаратуры. От этого расчётного значения надо вычесть 20...30 %, так как в LC-контуре также присутствует сопротивление потерь. В конце маркером пишите найденные параметры (R, L и С) на корпус фильтра — думаю, что к тому моменту уже пришла идея интересного проекта.

В следующей части берёмся за святое дело — настройку кварцевых фильтров и окончательное распределение усиления по каскадам приёмника. Благодаря заранее проведённым работам в других узлах будет возможность отказаться от прямых измерений на частоте первой ПЧ (55 МГц) в условиях простой домашней лаборатории. Но поверенный частотомер и измеритель АЧХ в диапазоне частот 400...500 кГц или измерительный генератор до 1 МГц с функцией ГКЧ (VCO) будут нужны.

От редакции. Справочные данные некоторых упомянутых в статье радиоэлементов находятся по адресу ftp://ftp. radio.ru/pub/2015/06/s2000-10.zip на нашем FTP-сервере.
(Продолжение следует)
poster333 вне форума   Ответить с цитированием 0
Похожие темы
Тема Автор Раздел Ответов Последнее сообщение
Доработка антенны Baofeng UV-5R Admin КВ и УКВ радиосвязь 0 06.06.2015 19:04
Доработка 6АС-2 для работы с нештатным усилителем Admin Уголок радиолюбителя 0 27.05.2015 20:08
[07-1999] КЛУБу нужна доработка poster444 xx2 0 23.05.2015 13:06
=Диплом= клапан токоприёмника кт-20-02 maloy.94 Курсовое и дипломное проектирование 1 24.02.2014 12:01
Доработка стенда СП-ТРЦ Admin Лаборатория СЦБ 0 14.05.2012 16:31

Ответ

Возможно вас заинтересует информация по следующим меткам (темам):
миит


Здесь присутствуют: 1 (пользователей: 0 , гостей: 1)
 
Опции темы Поиск в этой теме
Поиск в этой теме:

Расширенный поиск

Ваши права в разделе
Вы не можете создавать новые темы
Вы не можете отвечать в темах
Вы не можете прикреплять вложения
Вы не можете редактировать свои сообщения

BB коды Вкл.
Смайлы Вкл.
[IMG] код Вкл.
HTML код Выкл.
Trackbacks are Вкл.
Pingbacks are Вкл.
Refbacks are Выкл.



Часовой пояс GMT +3, время: 16:33.

СЦБ на железнодорожном транспорте Справочник 
сцбист.ру сцбист.рф

СЦБИСТ (ранее назывался: Форум СЦБистов - Railway Automation Forum) - крупнейший сайт работников локомотивного хозяйства, движенцев, эсцебистов, путейцев, контактников, вагонников, связистов, проводников, работников ЦФТО, ИВЦ железных дорог, дистанций погрузочно-разгрузочных работ и других железнодорожников.
Связь с администрацией сайта: admin@scbist.com
Advertisement System V2.4