poster333

Выходной каскад класса А для УМЗЧ без общей ООС

А. ПЕТРОВ, г, Могилёв, Белоруссия

Предлагаемая автором концепция построения мощного выходного каскада УМЗЧ исключает большинство нелинейных искажений, присущих двухтактным выходным каскадам на лампах или транзисторах. Введение следящего питания позволяет достичь очень малых нелинейных искажений — на уровне тысячных долей процента! Такой выходной каскад (его мощность более 20 Вт) вполне пригоден для работы с АС чувствительностью не менее 90 дБ.

Назначение выходного каскада (ВК) УМЗЧ — передать сигнал с выхода усилителя напряжения (УН) на низко-импедансную нагрузку (акустическую систему) с наименьшими искажениями. Очень часто такой усилитель тока выполняют в виде мощного повторителя напряжения на транзисторах

ВК присущи следующие основные виды искажений: тепловые, кроссоверные, переключательные и искажения, связанные со спадом статического коэффициента передачи тока базы с ростом тока нагрузки. Ну и в некоторой степени проявляются нелинейные искажения, связанные с эффектом Эрли в усилительных приборах.
Тепловые искажения обусловлены мгновенным изменением температуры кристаллов и связанным с этим изменением в несколько раз (2...3 раза) статического коэффициента передачи тока базы, а также изменением падения напряжения на эмиттерном переходе. Это проявляется в виде паразитной амплитудной модуляции полезного сигнала его собственной огибающей [ 1 ].

Кроссоверные искажения в ВК, работающем в режиме класса АВ, возникают вблизи переходов сигнала через ноль из-за неоптимального выбора тока покоя и нестабильности выходного сопротивления.
Переключательные искажения возникают из-за стабилизирующих режим резисторов, включённых в цепи эмиттеров или истоков мощных транзисторов Чем меньше сопротивление этих резне торов, тем меньше переключательные искажения.

С ростом тока нагрузки (тока эмиттера истока) растёт и необходимое напряжение на управляющем электроде' например, у биполярных транзисторов (Б1) — с 0,5 до 2,5 В при изменении тока с 0,1 до 10 А, у полевых транзисторов (ПТ) с вертикальным каналом — с 4 до 6 В, а у транзисторов с горизонтальной структурой канала — с 0,6 до 8 В при изменении тока с 0.1 до 7 А. Это и определяет наряду с изменяющимся выходным сопротивлением основную ошибку (искажения) между входом и выходом простого повторителя.

Кроме того, в двухтактных повторителях на комплементарных транзисторах возникают дополнительные искажения из-за их неполной комплементарности, в том числе и на высоких частотах из-за разных частотных свойств. Неудивительно, что многие разработчики до сих пор отдают предпочтение квазикомплементарным ВК.

В УМЗЧ без общей ООС, характеризующихся менее широким спектром гармоник по сравнению с усилителями с глубокой ООО, более высоки требования к ВК. Поэтому типовые выходные каскады класса АВ, обычно используемые в усилителях с глубокой ООС, не годятся. Исключением являются ВК с корректором Хаксфорда как на ВТ [2], так и на ПТ [3], а также более сложные повторители с использованием дифференциального каскада [41 или со структурой ОБ-ОК (ОЗ-ОС) [5]. Такие повторители, в том числе и с отрицательным выходным сопротивлением, были представлены и обсуждены на форуме [6].

На основании вышеизложенного в качестве ВК для УМЗЧ без общей ООС наиболее привлекательны всё же повторители на транзисторах в режиме класса А. Основное условие принадлежности к классу А — отсутствие режима отсечки во всех режимах работы, т. е. ток сигнала через транзисторы каждого плеча ВК протекает в течение полного периода сигнала. Однако это справедливо для нагрузки с постоянным импедансом. Акустические системы такой нагрузкой не являются, так как могут иметь существенную просадку импеданса, что неизбежно ведёт к выходу из режима класса А.


В однотактных повторителях в качестве нагрузки нередко используют резистор (можно встретить даже дроссель или лампу накаливания), с помощью которого и задают необходимый ток покоя, а с него через конденсатор подают сигнал на акустическую систему. Искажения такого ВК относительно велики, хотя и низкого порядка, так как нелинейность передаточной характеристики преимущественно квадратичная. Звучание с такими повторителями в УМЗЧ напоминает звучание с однотактными ламповыми усилителями. Существенно улучшить параметры однотактного ВК можно, если в качестве нагрузки использовать генератор стабильного тока (ГСТ) [7]. По этому пути последовал Чиуфщоли (Ciuffoli, его усилитель Follower 99) а также разработчики усилителей Grimmi. Однако и это решение улучшает параметры однотактного ВК недостаточно эффективно. Более высоких параметров (меньшие искажения, низкое выходное сопротивление) можно добиться, используя псевдо-двухтактные каскады [8]. Дальнейшее усовершенствование одного из повторителей на БТ представлено на форуме [6].

В отношении двухтактных повторителей в ВК принято считать, что для достижения малых искажений достаточно взять типовой (например, "тройку" Дарлингтона на БТ или ВК на ПТ) и увеличить ток покоя до выхода в режим класса А. Однако, как показали исследования такого ВК [9], его нелинейные искажения и выходное сопротивление относительно велики и не могут в полной мере отвечать требованиям высококачественного звуковоспроизведения. Более правильный подход к стабилизации тока покоя с помощью токового шунта был предложен Алисоном ещё в 1972 г., но и шут не решает в полной мере проблему коммутационных искажений.

Среди схем управления транзисторами в плечах ВК можно встретить и трансформаторные с отдельными выходными обмотками. С помощью термокомпенсированных источников напряжения задают смещение для получения оптимального тока покоя, а через вторичные обмотки трансформатора управляют в противофазе транзисторами плеч ВК. Преимуществом такого подхода является возможность использования в обоих плечах ВК транзисторов одинаковой структуры, что устраняет недостатки, связанные с неполной комплементарностью мощных транзисторов. Но и этот способ у(.равления также не позволяет отказаться от оезис-торов в цепях эмиттеров (истоков) — источника коммутационных искажений.

Двухтактный повторитель можно сделать на транзисторах одинаковой структуры с использованием отражателя тока [10]. Такое решение позволило существенно повысить параметры маломощных повторителей. Суть идеи состоит в том, чтобы сохранить режим А при максимальной амплитуде выходного напряжения и обеспечить ток транзистора, работающего о режиме повторителя, строго постоянным. С целью устранения тепловых искажений в предлагаемом здесь ВК, наряду со стабилизацией тока повторителя, стабилизировано и напряжение на нём посредством дополнительного следящего каскада, как показано на рис. 1.


ВК выполнен на распространённых полевых транзисторах вертикальной структуры IRP9630, IRF640. Входной сигнал поступает на повторитель напря жения на транзисторе VT2 с каналом р-типа. Он же играет роль термокомпенсатора напряжения смещения для транзистора выходного каскада. С целью уменьшения нелинейных искажений повторитель нагружен на генератор стабильного тока {ГС I) с током около 20 мА на транзисторах VT1, VT3. Выходной же повторитель выполнен на транзисторах VT5—VT7, причём VT5 обеспечивает следящее питание транзистора VT6, a VT7 входит в узел прецизионного масштабного отражателя тока.

Одновременно входной сигнал поступает на полевой транзистор VT4 — преобразователь напряжение—ток относительно плюсовой шины питания Питание преобразователя повышено на 5 В с помощью изолированного стабилизированного источника напряжения U2. Теоретически надбавка напряжения питания должна быть равна напряжению затвор—исток транзистора VT4, в этом случае падение напряжения на резисторе R9 равно напряжению питания верхнего плеча ВК. В практической реализации это напряжение принято равным 5 В, чтобы использовать интегральный стабилизатор на микросхеме. Питание ГСТ от этого же источника позволяет более полно использовать источник напряжения U3 (сделать ограничение максимальной амплитуды сигнала более симметричным и близким к напряжению питания).

На микросхеме DA1, транзисторе VT7 и резисторах R10, R11, R13. R14 выполнен прецизионный масштабный отражатель тока. Подстроечным резистором R11 выставляют расчётный ток покоя. Резистор R14 должен иметь малый температурный коэффициент (ТКС), его можно сделать из константа-на или манганина. В качестве транзистора VT7, кроме ПТ, можно использовать мощный транзистор Дарлингтона n-p-п структуры. В качестве ОУ необходимо использовать быстродействующие микросхемы с минимальным напряжением питания не более +/-5 В, способные работать с единичным коэффициентом усиления, например, AD823, ОРА134, ОР275, ОР249, ОРА62/, LT1122, AD845, AD843 и др. Из ОУ более ранних разработок можно использовать LM318 ИМ118, LM218). Для увеличения нагрузочной способности выходы сдвоенных ОУ можно объединять через резисторы сопротивлением 100...200 Ом.

Все ПТ и диод VD1 должны быть закреплены на общем теплоотводе.

Источник питания усилителя, стабилизированный на напряжение +/-20 В, выполнен по схеме из [11], но выходное напряжение увеличено за счёт включения последовательно со стабилитронами светодиодов красного свечения. Кроме того, добавлены изолированные источники питания с напряжением по 5 В (на микросхемах стабилизаторов LM78L05, LIV79L05 или аналогичных). Это позволило получить максимальную амплитуду выходного сигнала до ±19,5 В (при общем суммарном напряжении питания ВК 40 В).

Спектр гармоник при выходной мощности 14 Вт (амплитуда напряжения 15 В) на частоте 20 кГц показан на рис. 2.

Как видно из графика, спектр гармоник содержит в основном вторую и третью гармоники и носит спадающий характер. В качестве мощных транзисторов, кроме IRF640, можно использовать IRFP140, IRFP150. С транзисторами IRFP240 нелинейные искажения возрастают примерно на порядок, т. е. до 0,01 %.


Для минимизации искажений мощного повторителя (да и всего УМЗЧ) важна стабильность его выходного сопротивления, которое зависит как тока ПТ, так и от температуры его кристалла. А так как ток стока и выделяемая на транзисторе VT6 мощность постоянны, то и все виды искажений, в том числе и тепловые, минимальны. Например, сопротивление канала исток—сток транзистора IRF640 при изменении температуры кристалла с 25 до 150 °С увеличивается в 2,5 раза.

Кроме того, нелинейные искажения минимальны при оптимальном импедансе нагрузки. Его отклонение (как в плюс, так и в минус), что имеет место для реальных АС, ведёт к росту второй гармоники при сохранении всех остальных.

Преимущества предлагаемого каскада наиболее заметно проявятся при полосовом усилении СЧ-ВЧ с современными динамическими головками (с постоянным импедансом). Для полосы же НЧ более пригодны ВК с отрицательным импедансом, например, с корректором Хаксфорда или по структуре ОБОК с охватом ОС.

Что касается применимости для полосы НЧ выходных каскадов с токовым выходом (ИТУН), который увеличивает отдачу АС в области основного резонанса НЧ-головки, для линеаризации результирующей ASX включают параллельно этой головке последовательный LC-фильтр оптимальной добротности. Получаемый эффект, по моему мнению, напоминает работу АС с фазоинвертором (с теми же недостатками). На самом деле в этой области частот головка слабо контролируется самим ВК, и большая часть тока ВК уходит в LC фильтр. Выравнивание АЧХ лучше делать с помощью корректора Пинквица, а ВК с отрицательным выходным импедансом даёт эффект похожий на действие ЭМОС [12].

Теперь о мощности, выделяемой в ВК. В отсутствие сигнала на выходных
транзисторах выделяется суммарная мощность 100 Вт (40 В х 2,5 А = 100 Вт, по 50 Вт в плечах). На рис. 3 показаны колебания мощности, рассеиваемой на выходных транзисторах VT5, V Гб и VT7 при амплитуде выходного напряжения 4 и 16 В.

Анализ показывает, что для верхнего плеча повторителя рассеиваемая мощность на транзисторе VT6 равна примерно 9 Вт во всех режимах работы ВК. Остальные 41 Вт выделяются на транзисторе VT5, обеспечивающем следящее питание. Тепловые искажения транзистора VT5 могут сказываться только на эффекте Эрли транзистора VT6, нс это ничтожно малые искажения по сравнению с другими видами искажений.


На нижнем плече ВК (VT7) в отсутствие сигнала выделяется мощность 50 Вт (20 В х 2,5 А = 50 Вт). По мере увеличения выходного напряжения средняя мощность, выделяемая этим транзистором, снижается примерно до 35 Вт при выходном напряжении 16 В на нагрузке 8 Ом. Но так как этот транзистор работает в режиме прецизионного масштабного отражателя тока с глубокой ООС, то и тепловые искажения этого транзистора существенно подавлены и не сказываются на точности работы отражателя.

При увеличении напряжения питания до +/-25 В в качестве выходных транзисторов следует использовать спаренные транзисторы, в том числе и более мощные, например, IRFP140, IRFP240, IRFP150. При этом неискажённая выходная мощность достигает 25 Вт при токе покоя 3 А и средней рассеиваемой мощности на выходных транзисторах около 150 Вт (по 75 Вт на плече), что потребует принудительного охлаждения теплоотводов вь. ходных транзисторов.

В случае отсутствия для БП сетевого трансформатора с дополнительными отдельными обмотками для изолированных источников питания 2x5 В можно использовать автогенераторный конвертор с напряжения 20 В на 2x5 В (нестабилизированное) по схеме на рис. 4, а также с более сложным трансформатором на основе ГСП магнитофонов "Маяк-001", "Электроника ТА1-003" или других, либо отдельными готовыми конверторами ТМА 1505D, MAU 151, VBTI-S15-S5-SMT, PS1R5-12-5, SPS1R5-12-5 и другими, снизив напряжение питания до оптимального для входа конвертора.

Трансформатор Т1 выполнен в броневом магнитопроводе 22Б-22 из феррита М2000НМ1 или на кольце типоразмера К20х10х5. Обмотка I содержит 20 витков провода ПЭВ-2 0,33, обмотки II и III содержат по 11 витков того же провода. Достоинство такого конвертора — в простоте трансформатора и отсутствии необходимости фазировки обмоток. Частота преобразования зависит от ёмкости конденсатора С6. При использовании стабилизаторов LM78L05, LM79L05 число витков вторичных обмоток необходимо увеличить в 1,5 раза, т. е. до 16 витков. При этом дополнительное напряжение в нижнем плече может быть нестабилизированным от 5 до 8 В.

Помехоподавляющий дроссель L1 намотан на металлопорошковом кольце (iron powder core) С12-В4 (Т50-52В — кодировка Micrometals) зелёного цвета и содержит две обмотки по 25 витков провода ПЭВ-2 0,22. За неимением кольца из альсифера можно использовать ферритовое М2000НМ типоразмера К12x6x4,5 или аналогичное.

О налаживании. Подстроечным резистором R1 выставляют ноль на выходе ВК при питании от источника с "заземлённой" средней точкой или половину напряжения питания (по 20 В на конденсаторах С8, С9) при питании от источника 40 В с "незаземлённой" средней точкой.

Регулировкой подстроечным резистором R11 устанавливают расчётный ток покоя (2,5 А) или по минимуму нелинейных искажений при амплитуде выходного напряжения на 3...5 В ниже напряжения питания одного плеча ВК.

ЛИТЕРАТУРА

1 Ежков Ю. Справочник по схемотехнике усилителей. М.: РадиоСофт, 2002.

2. Hawksford М. J. Distortion correction in audio power amplifiers. — Journal AES. 1981, № 1/2, p. 27-30.

3. Cordel R. A MOSFET power amplifier with error correction, — Journal AES, 1984, № 1/2. — URL. http://www.cordellaudio.com/papers/ MOSFET Power_Amp.pdf (14.04.15).

4 Петров А. Повторитель напряжения класса АВ. — Радиомир, 2010, № 8, с. 5—8.

5. Петров А. Новое в схемотехнике выходных каскадов. — Радиомир, 2014. № 5, с. 3—5.

6. Новый усилитель Петрова. — URL: http://forum.vegalab.ru/showthread.php7t

[топ]67498&page

1 (14.04.15).
7. Вонфор К. Транзисторный биполярно полевой УНЧ класса А. — Радиихобби, 1999 № 2, с. 14.

8. Петров А. Псевдодвухтактные выходные каскады класса А. — Радиохобби, 2014, № 4, с. 57—Ы.

9. Петров А. Взаимодействие выходного каскада безОСного УМЗЧ с АС и его чувствительность к внешним воздействиям. — Радиомир, 2014, №9, 10.

10. Петров А. Сверхлинейный ЭП с высокой нагрузочной способностью. — Радио-аматор, 2002, № 4, с. 16.

11. Орешкин В. Стабилизатор напряжения питания УМЗЧ. — Радио, 1987, № 8, с 31.

12. Акулиничев И. Токовая обратная связь в усилителе НЧ. — Радио, 1975, № 1, с. 54, 55.